EMI特性解析と磁気近傍の抑制技術 - 株式会社キャッスルヒル

Scientific Reports volume 12、記事番号: 7767 (2022) この記事を引用

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1 オルトメトリック

メトリクスの詳細

パワーデリバリー (PD) アダプターの電力密度が継続的に改善されているため、スイッチング周波数は増加し、体積は減少しています。磁気近接場結合効果によって引き起こされる EMI 問題は、PD アダプターの EMI 抑制のボトルネックになっています。本稿では、磁界の結合特性を深く解析し、近接場結合効果を考慮した等価回路を導き出します。電磁界理論に従って,変圧器および電源PCB回路と入力プラグ間の近接場結合の数学的モデルを確立した。これに基づいて、入力プラグの構造パラメータの影響を研究します。最後に、新しい入力プラグループ構造を提案します。これにより、トランスおよび電源 PCB 回路と入力プラグの間の近接場結合効果を低減できます。実験結果は、理論的分析が正確で効果的であることを証明します。

パワーデリバリー (PD) アダプターの電力密度が増加し続けるにつれて、デバイス間の距離はますます近づいています。 2 つのコンポーネント間の電磁結合は巨大化しています。さらに、近接場結合効果によって引き起こされる電磁干渉 (EMI) が、PD アダプターの設計のボトルネックになっています 1、2、3。近接場結合効果は理解することも対処することも困難です。

EMI に対する磁気近接場結合の影響に関しては、研究結果は主に磁気パワーコンポーネントと EMI フィルタ間の近接場結合の影響に焦点を当てています 4、5、6、7、8。参考文献 6 では、PFC コンバータにおける力率改善 (PFC) チョークの漏れ磁界分布とコモンモード (CM) チョークの感度が解析されています。これは、EMI フィルタの挿入損失が PFC と CM チョークの間の磁界結合によって劣化する可能性があることを示しています。文献7では平面トランスの磁界分布と電源におけるCMチョークコイルへの影響を解析している。さらに、近接場磁気結合の影響を低減してEMIノイズを抑制するためのレイアウト、シールド、およびCMチョークの設計方法を提案します。

さらに、EMI フィルタの特性は、EMI フィルタ内のコンポーネント間の磁気近接場結合によっても影響を受ける可能性があります8、9、10、11。参考文献8では、EMIフィルタ内の2つのシャントコンデンサ間の近接場結合が解析され、コンデンサの等価直列インダクタンス(ESL)を相殺する負の相互結合法が提案されている。参考文献 9 では、CLC EMI フィルタの電磁結合が解析されています。 2 つのコンデンサ間の寄生誘導結合と容量結合のバランスを取る方法が提案されています。 EMIフィルターの性能を最適化できます。 Ref.10 では、2 段 EMI フィルタにおける磁界結合が解析されています。 DM EMIフィルタの低周波性能を改善するために、近接場結合効果を使用した直列インダクタ積分法が提案されています。

ただし、高周波電源回路に近い入力プラグも、特に高電力密度のアプリケーションでは、近接場結合効果によりノイズ伝播経路となる可能性があります12、13、14。 PD アダプター内の二重線並列巻線 CM チョークは、通常、電源磁気コンポーネントと CM チョークの間の近接場結合効果を低減するために採用されます。この場合、コンパクト PD アダプターのニアフィールド結合経路は従来のものとはかなり異なります。

したがって、この論文では、小型 PD アダプタの近接場結合特性を解析し、DM 伝導 EMI ノイズに対する近接場結合の影響を研究します。トランス、PCB 電源電流ループ、入力プラグループの間の磁界結合が熱心に研究されています。数学的結合モデルが構築され,次に,近接場結合最適化法が提案される。最後に、理論分析が正確かつ柔軟であることを実験によって検証します。

CM チョーク、整流器ブリッジ、π 型フィルター、フライバックコンバーターを含む PD アダプターのトポロジーを図 1 に示します。

PDアダプターのトポロジー。

変圧器と CM チョーク間の近接場結合は、電磁理論によって解析できます。通常、変圧器は干渉コンポーネントと見なされます。対照的に、CM チョークは敏感なコンポーネントとみなされます。 CMチョークに結合したDMノイズの伝播経路を図2に示します。

CM チョークに結合した DM ノイズの伝播経路。

トランスから発生しCMチョークに結合する漏れ磁界は3方向(x、y、z方向)に分けることができます。

図 3a は、x 方向の磁場下で PD アダプターに使用される二重線並列巻線 CM チョークの概略図です。 x 方向の磁場チェーンはすべてのコイルを通過します。ファラデーの法則によれば、2つの巻線に誘導される電圧は図3bに示されています。ここで、ux1 と ux2 は活線の部分 1 と部分 2 で発生する誘導電圧、ux3 と ux4 はそれぞれ空線の部分 1 と部分 2 で発生する誘導電圧です。両方の巻線は対称構造を持ち、しっかりと巻かれています。したがって、合計の誘導電圧はオフセットされます。 CM チョークは、x 軸に沿った磁場の影響を受けません。

x 方向の磁界にさらされた CM チョーク: (a) 概略図。 (b) 等価回路図。

図 4a は、y 方向磁場下の CM チョークの概略図です。図4bに示すように、合計の誘導電圧はファラデーの法則に従ってオフセットされます。ここで、uy1〜uy4は活線の4つの部分で生成される誘導電圧、uy5〜uy8は無導線の4つの部分で生成される誘導電圧です。、それぞれ。

y 方向の磁界にさらされた CM チョーク: (a) 概略図。 (b) 等価回路図。

図 5a は、z 方向磁場下の CM チョークの概略図です。 z 方向の磁界下の CM チョークは、z 方向に垂直な 2 回巻線のループと等価です。 z方向の磁場の下で生成される各ターンコイルの誘導電圧は、図5bでオフセットされています。ここで、uz1とuz2は、それぞれ活線と無線で生成される誘導電圧です。

z 方向の磁界にさらされた CM チョーク: (a) 概略図。 (b) 等価回路図。

とりわけ、2線並列巻CMチョークは外部磁界干渉に対して高い耐性を持っています。したがって、トランスと CM チョークの間の近接場結合は通常は低いレベルにあり、無視できます。同様に、DM チョークと CM チョーク間の磁界結合も同様の方法で解析できます。通常は無視することもできます。

PD アダプタの近接場結合については、回路内の磁気コンポーネントだけでなく、入力プラグや高周波電源 PCB 回路も考慮する必要があります。 PD アダプタの完全な近接場結合モデルを図 6 に示します。ここで、LAcin は入力プラグの寄生インダクタンス、LCM は CM チョークのインダクタンス、L1 は DM チョークのインダクタンス、Lpcb1 と Lpcb2 は一次および二次電力 PCB ループの寄生インダクタンス。他のデバイスとこれら 3 つのデバイス間の近接場結合が考慮されます。 M1 ～ M12 は、それぞれ 2 つのコンポーネントまたはループ間の相互インダクタンスです。

PDアダプターの完全なニアフィールド結合モデル。

PDアダプタ内の磁気部品と一次および二次電源PCBループおよびDMチョークL1の間の近接場結合は、対応する電流制御電圧源に簡略化でき、その等価回路を図7に示します。

DMチョークに対する近接場結合の影響を考慮したDMノイズ等価回路図。

DM チョークの両端には 2 つの X コンデンサ C1 と C2 があるため、L1 に結合されたノイズは C1 によってバイパスできます。

CM チョーク LCM と PD アダプター内の磁気コンポーネント、および一次および二次電力 PCB ループ間の近接場結合の等価回路図を図 8 に示します。

CMチョークに対する近接場結合の影響を考慮したDMノイズ等価回路図。

2 線並列巻線 CM チョーク LCM は、近接場結合の干渉に対して高い耐性を備えているため、CM チョークと他のコンポーネントまたはループの間の近接場結合は無視できます。

入力プラグと PD アダプタ内の磁気部品の間の近接場結合、および一次および二次電源 PCB 回路は、対応する電流制御電圧源に単純化できます。その等価回路を図 9 に示します。

近接場結合を考慮したDMノイズ等価回路図。

図 9 から、入力プラグの寄生インダクタ LACin 上のノイズ電流が LISN に直接流れ込み、DM ノイズを形成する可能性があります。

とりわけ、高周波電源 PCB 回路と PD アダプターの他のコンポーネントと入力プラグの間の近接場結合が重要な要素となり、PD アダプターの EMI 性能に影響を与える可能性があります。

トランスの漏れインダクタンスと入力プラグループ間の近接場結合は、式(1)で計算される相互インダクタンスMtransで表すことができます。 (1)。

この論文では、鏡像法を使用してトランスと入力プラグループ間の相互インダクタンスを計算します。変圧器モデルの導出過程を図 10 に示します。変圧器巻線は無限に長い真っ直ぐな導体と見なされ、PQ コアは無限大の磁気伝導面と見なされます。電磁場の「一意性」定理によれば、境界面に分散した磁化電流を置き換えるためにミラー電流が適用されます。ミラー電流が位置するフィールド内の媒質は、解決される領域内の媒質に置き換えられます。ここで、l と d はそれぞれ入力プラグループの長さと幅です。

変圧器モデルの導出プロセス: (a) 変圧器とプラグ間の結合。 (b) トランスとプラグの xoy 平面図。 (c) 理想的なものと同等。 (d) 結合計算モデル。

すると、入力プラグループが位置する位置の磁束密度Bは、図11に示すようにアンペールの法則により解くことができます。

画像法で解いた磁場の模式図。

図12に示すように、電流Imirrorは式1で計算できるデカルト座標系が採用されています。 (2)15．

トランスの各巻線とプラグループ間の相互インダクタンス。

各巻線ターンによって生成される磁束密度は、式 1 で計算できます。 (3)。

ここで、 \(r = \sqrt {(b + y_{1} + s_{1} )^{2} + h^{2} }\) です。

入力プラグループを通過する各巻線ターンによって生成される鎖交磁束は次のとおりです。

トランスと入力プラグループ間の相互インダクタンスは、一次巻線の単位電流が流れたときに入力プラグループに鎖交する磁束の大きさに等しくなります。この状況で、二次巻線の誘導電流は \(\frac{{N_{p} }}{{N_{s} }}I_{p}\) となります。したがって、Mtrans は式 (1) で表すことができます。 (5)。

入力プラグの長さ l、プラグピン間の幅 d、トランスとプラグ間の距離 s1 の 3 つのパラメータのうち 2 つを固定します。 l、d、s1 による相互インダクタンス Mtrans の変化を図 13 に示します。ここで、l は 80 mm、d は 25 mm、s1 は 16.65 mm です。

相互インダクタンス Mtrans の計算結果は、プラグ構造パラメータによって異なります。

図１３に示すように、相互インダクタンスＭｔｒａｎｓは、ｌおよびｄが増加するにつれて増加する。同時に、Mtrans は距離 s1 の増加とともに減少します。

ただし、トランスと入力プラグループ間の近接場結合の確立された等価モデルは、実際の構造とは異なります。磁気コアと巻線のターン数を無限にすることはできず、他のいくつかのコンポーネントはそれに近いものになります。したがって、トランスと入力プラグループ間の実際の相互インダクタンス Mtrans を測定またはシミュレーションする必要があります。有限要素解析 (FEA) シミュレーションモデルを図 14 に示します。

トランスの漏れインダクタンスと入力プラグループの 3D FEA シミュレーションモデル (xoy 平面図)。

プラグ構造パラメータに応じて変化する相互インダクタンス Mtrans は、図 15 に示すようにシミュレーション解析により求めることができます。

相互インダクタンス Mtrans のシミュレーション結果は、プラグ構造パラメーターによって異なります。

図 15 に示すように、l と s1 を用いたシミュレーションにより得られた Mtrans の変動傾向はモデル計算結果と同様です。ただし、d を用いたシミュレーションにより得られた Mtrans の変動傾向は、モデル計算結果とは若干異なります。モデル計算結果は、Mtrans がプラグピン間の距離 d に応じて直線的に増加することを示しています。実際には、トランスの巻線は無限大ではなく、トランスから発生する漏れ磁束はトランスから離れるにつれて減少します。したがって、トランスと入力プラグループ間の相互インダクタンスは、d とともに無限に増加することはなく、一定値になる傾向があります。上記の理由により、シミュレーション値と計算値にも若干の差異が生じます。

高周波電力 PCB ループと入力プラグループ間の磁界結合の場合、相互インダクタンス Mloop を使用して近接場結合効果の影響を表すこともできます。それは式からわかります。 (6) 2 つのループ間の相互インダクタンスは、2 つのループの巻数、形状、距離に関係していること。

同一平面上の 2 つの長方形ループの相互インダクタンスは、ニールマン方程式を使用して計算できます。図 16 に示すように、直交座標系が確立されます。ループ 1 の中心が座標の原点に配置されます。ループ 1 の幅と長さはそれぞれ a と b で、ループ 2 の幅と長さはそれぞれ c と d です。ループ 2 の中心点の座標は (Tx, Ty) です。

2 つの長方形ループ間の相互インダクタンス。

式(6)を座標変換して、同一平面上の2つのループ間の相互インダクタンスを計算します(7)。

どこ

式によると、 (7) ～ (10) より、2 つの長方形ループの相互インダクタンス Mloop は次のようになります。

理論的には、任意の形状の PCB ループは、限られた数の長方形ループと等価になる可能性があります。計算の便宜上、通常、主要な影響を与えるいくつかの長方形ループを使用して、同等の不規則な形状を持つ主電源 PCB ループを近似します。図 17 に示すように、入力プラグループは方形ループ 1 に等しく、一次電源 PCB ループは 3 つの方形ループ (ループ 2、ループ 3、およびループ 4) に相当します。等価な 3 つの方形ループは同じ電流を持ちます。したがって、一次電源 PCB ループと入力プラグループの間の相互インダクタンスは、ループ 1 とループ 2、3、および 4 の間の相互インダクタンスの合計と等価になります。合計等価相互インダクタンス Mpriは次のように計算されます。

一次電源 PCB ループとプラグループ間の相互インダクタンス。

実際のアプリケーションでは PCB トレースには特定の幅があり、電流は PCB トレースの中心線には流れません。これらは上記の理論的仮定とは異なります。一方、２つのループが同一平面上にない場合は、計算方法が異なります。ループは xoy、xoz、yoz 平面に投影する必要があります。

シミュレーションは、PD アダプターの電源電流ループと入力プラグループの間の相互インダクタンスの影響要因を調査するために実行されました。さらに、近接場結合に対するさまざまなプラグ構造パラメータの影響が分析されます。 FEAシミュレーションモデルを図18に示します。

一次電源 PCB ループとプラグループの 3D FEA シミュレーションモデル (xoy 平面図)。

プラグピン間の長さ l、幅 d、およびループ間隔 s2 の 2 つのパラメータを変更せずに維持することにより、異なる長さ l、幅 d、距離 s2 の下での一次電源 PCB ループと入力プラグループ間の相互インダクタンスをシミュレーションによって取得できます。ここで、l は 80 mm、d は 25 mm、s2 は 1.94 mm です。 2 つのループ間の相互インダクタンス Mpri の傾向 (d、s2、l) を図 3 と図 4 にプロットします。それぞれ図１９、２０、２１に示し、理論モデルに従って計算した結果と比較した。

2 つのループ間の相互インダクタンス M は l に応じて変化します。

2 つのループ間の相互インダクタンス M は d に応じて変化します。

2 つのループ間の相互インダクタンス M は s2 に応じて変化します。

図１９から、一次電力ＰＣＢループと入力プラグループとの間の相互インダクタンスＭｐｒｉはプラグ長さｌとともに増加し、Ｍｐｒｉの変化率はｌとともに減少することがわかる。 l が 50 mm に達すると、l による Mpri の増加は明らかではなくなります。シミュレーション結果は理論的な計算結果と一致しています。したがって、この近接場結合モデルでは、近接場結合の影響を受ける実効長は 50 mm になります。

図２０より、プラグピン間の幅ｄが増加するにつれてＭｐｒｉが増加し、ｄが０〜２５ｍｍの範囲ではＭｐｒｉが直線的に増加することがわかる。 d が 50 mm に達すると、d は増加し続けますが、Mpri の増加は明らかではありません。これは理論的な計算結果と一致しています。したがって、近接場結合の影響を受ける有効幅は 50 mm になります。

図２１に示すように、距離ｓ２の増加とともに相互インダクタンスＭｐｒｉは減少し、距離ｓ２が２０ｍｍを超えると、２つのループの相互インダクタンスＭｐｒｉの減少傾向が鈍化する。これは理論的な計算結果と一致しています。したがって、近接場結合の影響を受ける実効距離は 20 mm になります。

同様に、二次電源 PCB ループと入力プラグループ間の磁界結合も、同じ方法で理論的に計算およびシミュレーションできます。この場合、入力プラグループに対する PD アダプタの総相互インダクタンス Mtotal は、入力プラグループに対するトランスと 1 次および 2 次 PCB ループの相互インダクタンスの合計に等しくなります。

上記の分析によれば、入力プラグループとトランスおよび電源 PCB ループの間の距離を長くすることで、入力プラグループに対する近接場結合の影響を抑制できることがわかります。ただし、PD アダプターの体積を考慮すると、この方法の適用は制限されます。

一方、相互インダクタンスＭｔｏｔａｌは、プラグ長さｌとプラグピン間の幅ｄを小さくすることで小さくすることができる。ただし、実際の用途では、充電器プラグの長さ l と幅 d には特定の要件があります。

また、Mtotal は入力プラグループの形状にも関係します。この状況では、まず磁場分布を解析する必要があります。図 22 に示すように、一次電源 PCB ループとトランスによって生成される磁束線はシミュレーションによって取得できます。図 22 から、元の構造ではほとんどの磁束線がプラグループを垂直に通過します。磁力線がプラグループとほぼ平行になるまで入力プラグを回転させると、入力プラグループに対する近接場結合の影響が大幅に軽減されます。

一次電源 PCB ループとトランスによって生成される磁場の分布: (a) 磁場結合シミュレーションの概略図。 (b) z 方向からの磁場分布。 (c) x 方向からの磁場分布。 (d) y 方向からの磁場分布。

したがって、トランスと一次電源PCBループによって生成される磁界の分布と、近接場結合に対する実効長の影響を考慮して、新しい入力プラグ構造を提案します。安全要件を満たすために、有効長の範囲内で 2 つのプラグピン間の水平距離を小さくすることができ、2 つのプラグピン間の垂直距離を増やすことができます。必要に応じて、図 23 に示すように、活線と非活線を端で分離できます。

提案されたプラグループ構造の投影の概略図。

設計された構造の投影をいくつかの等価な長方形に分割することにより、入力プラグループに対する近接場結合の影響を完全な近接場結合モデルによって計算でき、相互インダクタンスの合計は相互インダクタンスの合計に等しくなります。プラグループ 3 とアダプター間の距離が遠いため、プラグループ 3 に対する近接場結合の影響は通常無視できます。したがって、設計された構造の相互インダクタンスは次のように単純化されます。

M1 と M2 は、それぞれアダプタと角型プラグのループ 1、ループ 2 の間の相互インダクタンスです。したがって、長方形のプラグループのサイズを調整することにより、入力プラグの構造を最適化することができます。 1 つ目の方法は、角形プラグループ 2 の構造を調整して、アダプターとループ 2 の間の負の結合を実現します。したがって、図 24 に示すように、M1 と M2 は互いに打ち消し合います。 2 つ目の方法は、ループ 1 とループ 2 のサイズを最小限に抑えます。 , M1 と M2 が 0 に近づくようにします。

ネガティブカップリング構造の模式図。

本論文では、近接場結合の影響を抑制するために、長方形のプラグループの最小サイズを有する構造を設計する。プロトタイプの元の構造と提案された構造をそれぞれ図 25 に示します。また、2 つの構造の xoy、yoz、xoz 面への投影を図 26 に示します。元の構造と比較して、アダプタから発せられる磁束が yoz 面に垂直な方向からプラグループを通過し、プラグループを通過する磁束が多くなります。 xoy面に垂直な磁束はプラグループをほとんど通過しません。近接場結合の影響を最小限に抑えるため。

3D 概略図：（a）元の構造。 (b) 提案された構造。

3 つの平面における 2 つの構造の 3 つの図: (a) 元の構造。 (b) 提案された構造。

挿入損失法16は、一次電力PCBループと入力プラグループの間の相互インダクタンスを測定するために使用されます。一次電源 PCB ループ内の MOSFET とバスコンデンサ Cin が短絡された後、一次電源 PCB ループはネットワークアナライザの TG 出力ポートに接続され、入力プラグループは RF 入力ポートにそれぞれ接続されます。回路理論解析と計算により、挿入損失 (K) と相互インダクタンスの関係は次のようになります。

ここで、Lpcb1 と LACin は、それぞれ一次電源 PCB ループと入力プラグループの自己インダクタンスです。一次電源 PCB ループとプラグループ間の挿入損失 K(f) 曲線を図 28 に示します。同じ方法を使用して、二次電源 PCB ループと入力プラグループ間の相互インダクタンスをテストします。

相互インダクタンスの測定: (a) 相互インダクタンスの測定アプローチ。 (b) オブジェクト図。

一次電源 PCB ループとプラグループ間の挿入損失 K 曲線。

トランスと入力プラグループ間の近接場結合を評価する場合、トランスの二次側を短絡する必要があります。トランスの漏れインダクタンスとプラグループ間の相互インダクタンスが計算されます。 f = 550 kHz での測定結果を表 1 に示します。

PD アダプターを実験のプロトタイプとして使用します。仕様を表 2 に、試作機の外観図を図 29 に示します。

プロトタイプの正面とコンポーネントのレイアウト。

標準 EMI 測定原理 CISPR22 に従って、プロトタイプのノイズスペクトルは電磁シールドチャンバー内でテストされます。これは主に、被試験デバイス (DUT)、ESH2-Z5 線形インピーダンス安定化ネットワーク (LISN)、および R&S ESCI EMI レシーバーで構成されています。

元の構造と提案された構造のノイズスペクトルを図 30 に示します。

入力プラグの現実的な構造: (a) オリジナルの構造。 (b) 提案された構造。

図 31 に示すように、元のノイズと比較して、DM ノイズは 150 kHz から 8 MHz まで 8 ～ 10 dB 低減されていますが、CM ノイズは基本的に変化しません。入力プラグのXOY面投影面積を小さくすることで、入力プラグループとトランス、および高周波電源基板ループ間の相互インダクタンスを低減し、近接場結合を低減し、DC伝導ノイズの性能を向上させます。低周波帯域のPDアダプターを改良しました。

プロトタイプのノイズ比較: (a) DM ノイズ。 (b) CMノイズ。 (c) 総ノイズ。

この論文では、PD アダプタ内のコンポーネントとループの間で起こり得る近接場磁気結合を分析し、PD アダプタの完全な結合モデルを提案します。次に、プラグループと磁気コンポーネントおよび PCB トレース間の近接場結合の数学的モデルが確立されます。それに基づいて、近接場結合を効果的に低減できる新しい構造が提案されています。最後に、提案された最適化スキームの有効性と実現可能性を検証するためのプロトタイプとして 40 W PD アダプターが使用されます。

著者らは、この研究の結果を裏付けるデータが論文内で入手可能であることを宣言します。他のすべての関連データは、合理的な要求に応じて対応する著者から入手できます。

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国家国防科学技術産業総局が支援するプロジェクト (B0202)。晋江布達科学教育園開発センター研究プロジェクト (2019-JJFDKY-47)。

福州大学電気工学オートメーション学部、福州市、350108、中国

チンビン・チェン、ダンダン・チャン、ウェイ・チェン

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方法論: CQB および ZDD。 CQB と ZDD はシミュレーションと実験を実施し、結果を分析しました。 ZDD が原案を書きました。 CQB は草案を検討し、編集しました。 CWが監修を行った。著者全員が原稿をレビューしました。

Qingbin Chen への通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

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転載と許可

Chen, Q.、Zhang, D.、Chen, W. 電源供給アダプターにおける近接場磁気結合の EMI 特性解析と抑制技術。 Sci Rep 12、7767 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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受信日: 2022 年 3 月 16 日

受理日: 2022 年 5 月 4 日

公開日: 2022 年 5 月 11 日

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